Page 47 - 《真空与低温》2025年第3期
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318                                         真空与低温                                   第 31 卷 第  3  期


              极所需的对地        30 V  电势差，从而无需设计开关电                 η 为  85%，负载电阻     R Loa 为 d  9.46 MΩ。
              源模块为阴极提供对地偏压，简化了设计。而由于                                              V  2    I pk
                                                                                   o
                                                                                        =   D max        （3）
              芯片对地存在电位差，为避免单片机端口烧毁，因                                           ηV in R Load  2
              此需要隔离模块进行电压的隔离。由于传统的光                                  则可根据式（3）计算         I pk = 4.39 mA<I rate ，满足需
              耦隔离模块存在传输速度慢、延时高以及难以集                             求。在得到      I p 的数值后，由于电路工作在            DCM  模
                                                                             k
              成等缺点，本文选择速度快、功耗低的数字隔离模                            式，即副边电感电流需要在一个周期内降至                       0，则
              块实现隔离功能 。                                         可由式（4）计算得出          L pmax =100.2 mH>L p ，满足设计
                             [11]

              1.2.2 栅极电路模块主要元件设计                                需求，因此可以选择该型号变压器。
                  对于栅极电路模块，由于             MEMS   热阴极电离                           R Load (1− D max ) 2  (  N p  ) 2
                                                                           L pmax ⩽                      （4）
              真空计中高压电源所需的功率小，且为了简化电路
                                                                                      2F sw     N s
              设计、缩小电路面积，最终选择了反激式升压拓扑。                           1.2.3 离子收集极电路模块主要元件设计
              对于反激式升压电路，可以选择诸如                    LM3478 或           离子收集极电路模块需要能够准确测量离子
              LM3481 等反激式直流控制芯片对升压过程进行控                         电流。由于真空计工作环境多样，且需要对离子电
              制。升压过程存在两种模式：连续导通模式（Con-                          流进行实时测量，因此在振动电容调制法、电流-频
              tinuous Conduction Mode，CCM）和不连续导通模式              率变换法以及跨阻放大法三种主要方法中，选择跨
              （Discontinuous Conduction Mode，DCM）。由于    DCM     阻放大法进行电流测量             [13-15] 。跨阻放大法的主要
              模式更有利于降低升压电路的损耗与减小变压器                             原理为微弱电流流经跨接在运算放大器两端的高
              尺寸，因此反激电路工作在              DCM  模式。而在整个            阻值电阻被转换为电压值，通过测量电压即可得出
              升压拓扑中，变压器作为核心元件起到能量存储与                            输入的电流值。对于跨接电阻                 R T ，由于测量过程
              转换的作用，需要对其参数进行设计                  [12] 。同时，需      中会受到热噪声电流的影响，而根据热噪声电流                        I n
              要考虑栅极电路模块能够在输入电压为                     5 V  时也     的式（5）可知，电阻阻值越大，热噪声电流越小，对
              能正常工作。                                            于测量结果的干扰也越小 。
                                                                                        [16]
                  对于变压器的原副边匝数比                N，计算如式（2）                               √ 4kT B
                                                                                  I n =                  （5）
              所示：                                                                        R T
                             N p  V ds,max −V in −V spike       式中：B   为信号频率带宽；R T 为跨接电阻，反馈电阻
                         N =    ⩽                      （2）
                             N s         V o                    阻值，因此需要选择高阻值电阻。由于需要能够
              式中：N p 为变压器原边匝数；N s 为变压器副边匝数；                     对  50 pA～20 nA  级别的电流进行测量，综合考虑
              V ds,ma 为 x  MOSFET  最大耐压值，该值为      60 V；V i 为    量 程 以 及 精 度 需 求， 选 择 精 度 为 ±5%， 阻 值 为
                                                         n
              输入电压，其值为         5 V；V spik 为原边漏感产生的尖
                                       e
                                                                200 MΩ  的跨接电阻。对于运算放大器，由于输入
              峰电压，一般选取为          5 V；V o 为输出电压，为      210 V。
                                                                偏置电流      I b 的存在，在考虑其影响的情况下，运
                  综合上述参数，考虑安全裕度，可以计算得出
                                                                放 的 最 终 输 出 电压      V ou 如 式 （6）所 示 ， 如 果  I b 过
                                                                                      t
                                  N s                  N s
              N  需要小于    0.238，即    大于   4.3，可以选择        =10    大，离子流会难以测量，因此需要选择一款输入阻
                                  N p                  N p
              的 变 压器    ATB322515。 该 变 压 器 原 边 额 定 电 流          抗大、偏置电流小以及供电范围符合需求的运算
              I rate =0.6 A，原边电感  L p =7 µH，需要通过计算反激电           放大器。
              路工作过程中的原边峰值电流                I p 和保证电路处于                          V out = −(I c − I b )R T  （6）
                                            k
              DCM  模式的最大初级电感值            L pma 来判断该款变压               例如，本文中的       LMC6062 输入阻抗大于        10 TΩ，
                                            x
              器是否满足电路设计需求。对于计算                     I p 和 k  L pmax ，  输入偏置电流为   0.01 pA，供电电压也可满足±5 V
              需要先限定反激式升压电路的最大占空比                        D max 。  的需求。此外，对于跨阻放大电路而言，在运放前
              控制芯片采用电流模式控制，能够进行逐周期电流                            端的寄生电容和反馈电阻共同作用的情况下，会在
              限制和具备更简单的环路特性，但是当占空比超                             噪声增益曲线上形成一个零点，导致运放的开环
              过  0.5 时，该模式会存在固有的不稳定性，导致电                        增益曲线和噪声增益曲线相交处的逼近速度为
              路无法正常工作，因此           D ma 可设置为     0.5。根据设        −40 dB/dec，这样就会造成运放的不稳定，也就是会
                                      x
              计参数，反激电路的工作频率               F s 为 w  118 kHz，效率   引起自激振荡，导致无法进行电流的准确测量。因
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